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PWM 控制器设计

来源:新能源汽车网
时间:2023-03-16 17:07:09
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PWM 控制器设计 现在感觉是9v1齐纳。这是为了提供一条在 12v 上使用时仍然可以稳定的电源线。以前,以 12v 电源作为参考的电流限制是从该电压得出的。 主动上

     现在感觉是9v1齐纳。这是为了提供一条在 12v 上使用时仍然可以稳定的电源线。以前,以 12v 电源作为参考的电流限制是从该电压得出的。
    主动上拉
    上拉 IC1b 引脚 14 的 4mA 电流源已被移除。这是没有必要的。而是安装了一个 1K 的电阻器。这在零速时需要 9mA,这是一个小缺点。
    有两个 x 470。这些是轴向类型,平放在板上。正如 www 网站页面上所解释的那样,选择电容器类型对于获得性能至关重要,现在使用的是插入式电容器,具有短而粗的引线。
    再生制动失败
    曾经有一个开关将 Tr5 短路以阻止再生制动。现在hiside驱动器已经改变,电路上标记了三个组件。Tr6 的收集器中的 1K 是正常安装的,被移除以阻止再生制动。同时 Tr8 基极的 10K 改变了位置。下面更详细地介绍了 hiside 驱动器的操作,还有一个部分是关于抑制再生制动的。
    Tr4 两端有一个二极管。这是为了将栅极电压尖峰钳位到 9v1 电源。需要这样做的原因涉及并将及时涵盖。
    再生电流限制
    添加了一个新的电路来检测顶部(飞轮)MOSFET。这是隐藏电流限制。它的操作将在后面介绍。
    添加了一个 36v 齐纳二极管。这是过电压钳位,在下面介绍。
    侧边驱动是电机控制器的重要组成部分。我们使用的电路非常简单并且工作得很好,但电流要求很低。它是一个双作用电路,自举泵加主动泵。让我们首先考虑“引导”操作。忽略从 Tr10 的发射器馈电的电容器这一事实--这就是有源泵。
    当电路处于零速、不开关时,Tr5 关闭,下方 MOSFET 关闭,没有电机电流,因此顶部 MOSFET 通过电机有效短路。它的栅极和所有栅极驱动电路有效地处于正电源轨。
    一旦控制器开始运行,初电机速度(平均电压)将非常低。这是通过低侧 MOSFET 导通很短的时间来完成的。在低电平 MOSFET 导通期间,M 线变为低电平。因此,电流从 B+ 线流过两个二极管和 1K 电阻,为 1? 电容器充电。一个 1? 电容器通过 1K 电阻从 24v 开始充电,以 24V/mS(CV=IT 或 V/T=I/C)开始充电,振荡器的标称频率为 20kHz,整个周期为 50? 秒,因此一个短脉冲只有几微秒:1? 电容需要几个周期才能达到任何有用的电压。事实上这无关紧要:如果电容没有充分充电,那么顶部 MOSFET 将无法正常开启,但这并不重要,因为 MOSFET 将简单地像一个续流二极管一样工作,直到 1? 电容充分充电:它仍将允许续流电流循环,但由于未打开,耗散会更高。没关系:由于控制器刚刚开始切换并且平均电机电压非常低,因此电机电流也非常低!当然,如果没有栅极电压,您将无法获得任何再生制动 - 但此时电机实际上并没有移动,因为电压还不足以克服摩擦!事实上,我们只需要自举泵:主动泵几乎是不必要的。没关系:因为控制器刚刚开始切换,平均电机电压很低,那么电机电流也很低!当然,如果没有栅极电压,您将无法获得任何再生制动 - 但此时电机实际上并没有移动,因为电压还不足以克服摩擦!事实上,我们只需要自举泵:主动泵几乎是不必要的。没关系:因为控制器刚刚开始切换,平均电机电压很低,那么电机电流也很低!当然,如果没有栅极电压,您将无法获得任何再生制动 - 但此时电机实际上并没有移动,因为电压还不足以克服摩擦!事实上,我们只需要自举泵:主动泵几乎是不必要的。
    使用有源泵的原因是可以将两个 2QD 背对背连接起来,以制作全桥控制器。在此应用中,一个或其他控制器(取决于方向)在不运行时必须将电机连接短接至电池正极。正如我们刚刚看到的,电路不仅仅使用自举泵来执行此操作,因此此应用中存在主动泵。有源泵通过将方波施加到电容器来工作。当方波较低时,电容通过二极管从 B+ 充电,当方波变高时,它会通过第二个二极管和 1K 电阻放电到 1? 侧储能电容器中,因此即使在 MOSFET 时,栅极电压也保持在约 8.5v没有切换。
    您还会注意到钳位齐纳二极管的位置发生了移动:在较早的电路中,它跨过储能电容器。现在它将驱动器的基极夹紧到 M-。这样做的优点是齐纳电流很低,受基极电容的限制而不是二极管串联电阻的限制,因此齐纳耗散不是问题并且电路可以在更宽的电压范围内工作。这意味着二极管串联电阻可以小得多,因此电容器充电更快。缺点是 NPN 晶体管现在要承受全电源电压加上泵电压。
    再生电流限制
    Tr11、Tr12为再生电流限制电路。虽然其他控制器有电流限制,但它们通常不使用 MOSFET R ds(on)感测,而是使用一些更复杂或更慢的方法。该电路是 4QD 独有的,是一种非常简单、优雅且有效的传感方法。
    考虑电机电流反向流动的电路:电机正在再生,电流从 M+ 流过 MOSFET,然后流向 M-。当顶部 MOSFET 在这些条件下导通时,驱动器试图减少负电机电流,电机的电感保持电流逆着电池电压流动:这是再生电流,为电池充电。很明显,顶部 MOSFET 两端将有高电压,因此 Tr11 将导通。只要顶部 MOSFET 的电压超过2xV,Tr11 就会导通(凭借 10K+10K 基极电阻)。
    当MOSFET 两端的电压低于 2xV 时,Tr12 可能会运行。如果由 10K 和 3K3 基极电阻器定义的跨MOSFET 的电压小于 1.3 倍,它就不会打开)- 在这个电压下,MOSFET 正常导通。但是,如果 MOSFET 中的电流过高,th3 电压会上升到该水平以上,Tr12 会导通,从而将电流注入调制器的输入端。由于我们监测的电流是过度再生引起的MOSFET正向电流,要降低它,我们需要减少再生,我们只能通过降低减速来做到这一点。换句话说,我们必须加速,增加驱动力,减少再生电流。这正是该电路的作用。
    过压钳位
    您会注意到 Tr12 上的 47v 齐纳二极管。之所以选择 47v,是因为所用 MOSFET 的额定电压为 50v。当电源电压上升到 47v 以上时,它就会导通。假设是控制器正在过度再生成一块废电池(也许它已经脱落并被遗忘在高尔夫球场上)。显然,如果没有电池,我们就无法再生制动。所以我们需要提高速度(就像我们对过剩再生电流所做的那样)。这个齐纳二极管做到了这一点。显然,钳位水平需要在 MOSFET 的预期安全操作范围内:47v 可能看起来有点接近允许的 50v,但请记住,50v 是更糟糕的情况:我们永远不应该得到一个会在 50v 时失效的 MOSFET并且有制造商的安全裕度。还请记住,这个齐纳二极管永远不应该进行。它仅限制严重故障条件下的过电压。如果我们在这个故障下没有限制 - 那么控制器肯定会被破坏。接近极限航行仍然会提供很好的保护。
    然而,在这一点上值得补充的是,在使用再生制动的车辆中,进行制动的是电池而不是控制器!如果您住在大山顶,开始时使用充满电的电池是不明智的,因为这样您就没有刹车了!究竟需要多少钳位电压取决于该事件发生的可能性。事实上,它发生过,一位客户使用带有 60v MOSFET 的 48v 控制器。正是出于这个原因,该控制器现在使用 75v MOSFET,并带有 72v 钳位齐纳二极管!这一变化还要求其他几种半导体需要升级到更高电压的设备。
    抑制再生制动
    为什么有人真的想要抑制再生制动?我想是因为他们有一个齿形皮带传动装置,而再生装置以错误的方式传递动力,导致跳齿。有关更多信息,请参阅4QD www 网站上的 文章。
    一些主要是高尔夫球车制造商认为,因为他们安装了机械飞轮装置,所以他们必须抑制再生制动。不正确:由于飞轮,再生制动无能为力,因此无害。
    4QD www 网站上的公共访问 pwm 电路解释了如何实现再生制动。当 loside 关闭时打开 hiside 会产生更好的效率,因为飞轮设备是一个低值电阻器(一个导通的 MOSFET)而不是二极管。电阻器通常压降较少,因此效率更高。hiside 被切换的事实提供了再生制动。
    4QD有一个非常巧妙的同步切换hiside的方法:实际上hiside现在是一个同步整流器:不是新技术,但据我所知,还没有其他公司在电机控制器上使用过这个原理。
    为了抑制再生,1K 被移除(如电路所示。因此 Tr5 断开连接。hiside 将打开。但是 Tr8 的电阻器也被移除,取而代之的是从 Tr8 的基极到电池正极的电阻器线。这使得 Tr8 的基极发射极直接穿过 MOSFET - 通过一个 10K 电阻来限制任何电流。
    当 Hiside MOSFET 续流时,电流在其中从源极“反向”流向漏极。因此 Tr8 的基极是反向偏置的。它无法打开。但是当电机电流反向时,情况就发生了变化。
    考虑底部 MOSFET 即将关闭之前的情况。顶部 MOSFET 将在其两端产生高电压,因此 Tr8 将导通。Tr7 和 Tr8 形成“PU 对”(参见www 站点电路),因此两者都打开并且顶部 MOSFET 的栅极被硬钳位到其源极。随着底部 MOSFET 关闭,电机电流试图通过侧边 MOSFET 飞轮。如果是正向电机电流没问题,它将首先流过顶部 MOSFET 的体二极管。但正如我们刚刚看到的,这会在 Tr8 的基极上产生负电压,因此这对在此时关闭,而 Tr6 上拉 MOSFET 栅极,将其打开。
    当底部 MOSFET 开始导通时,首先其中的电流必须上升,直到所有电机电流都流过它:这是任何控制器的正常状态,直到这种情况发生,通过飞轮装置的电流才会可以降为零。然而,对于这个电路,底部 MOSFET 电流必须进一步上升一点 - 直到有足够的电流通过顶部 MOSFET,以便在正向方向上下降足够的电压以使 Tr8 的基极发射极导通。此时 PUT 对突然打开,将 MOSFET 栅极短路并将其关闭。如果这看起来有点过激,请查看 MOSFET 瞬态电流处理规范,并记住该过电流流过大约一微秒。
    人们常说,您需要在 MOSFET 的栅极上安装一个齐纳二极管来防止电压瞬变。很少解释这些瞬态可能来自何处。然而,这些控制器设计用于的永磁电机类型具有换向器和电刷。当电机旋转时,它们会在适当的绕组之间快速切换电流。刷弧。如果在电机工作时观察电刷,您可以清楚地看到这种电弧:只有设计非常好的新电刷才不会产生明显的电弧。
    次无线电传输是通过火花发射器进行的。电弧是非常好的宽带噪声发生器,并且(因为可能有大量电流流动)这种噪声也可能具有非常高的能量。如果电机接线恰好有正确的传输路径与产生的瞬变噪声相一致,那么一个巨大的尖峰就会传回 MOSFET。这个噪声尖峰可以通过 MOSFET 的内部电容耦合到它自己的栅极,如果栅极驱动电路有问题,就会产生一个栅极电压瞬态,这可能会损坏 MOSFET。因此需要考虑这种机制,夹紧浇口是使用的方法之一。
    这种类型的噪声的问题是没有系统被抑制的级别:始终存在高于您的保护级别的噪声尖峰到达的可能性。很像防洪、防震、防雷的情况,“安全”是不存在的!这完全取决于统计概率。
    我们通过艰难的方式了解了这一点:第 2 期 2QD 电路有一个电流源,而不是 1K 上拉 IC1b 引脚 14。当我们用一个电阻器代替它时,我们突然出现了更多看似随机的故障。这种变化实际上是首先在 NCC 控制器上完成的,它在这里使用相同的电路。一位客户反复烧毁后面的电路而不是前面的电路。
    然后我们注意到,在继电器中,极片和衔铁之间,有铁屑!经询问,该客户承认他一直在系统附近使用角磨机。铁屑进入了电机和控制器。您可以想象当锉屑卡在刷具中时一定会产生噪音!
    电流源实际上将 MOSFET 栅极驱动电阻器的基极(通过晶体管集电极基极结二极管)钳位到 9v1 线路,并由齐纳二极管钳位。用 1K 替换电流源也会用 1K 替换这个尖峰钳位。这导致了可靠性的降低。幸运的是,我们遇到了这种“倒霉”--它使我们能够识别出一种机制,这种机制在设计合理的控制器上非常罕见,以至于很难识别:它只是偶尔出现的随机和不稳定的故障,因为没有充分的理由。问题是,如果你有一个每 100,000 个控制器小时发生的故障机制,你需要现场有足够的控制器,回报率足以让你真正认识到存在一种模式。只有这样你才能开始研究原因。
    D6 将栅极直接钳位到 9v1 线路,该线路本身由齐纳二极管钳位到 MOSFET 源极。在后来的设计中,栅极驱动器发射极处的 9v1 齐纳二极管直接钳位到 0v。D6 在这里工作,因为轨道路径很短。
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